双通道2 A/单通道4 A、 可配置同步降压DC-DC调节器 ADP2114 产品特性 典型应用电路 可配置2 A/2 A或3 A/1 A双路输出负载组合或合并为单路4 A VIN = 5V 输出 10Ω 高效率：可达95% 100kΩ 1µF 100kΩ 输入电压(V )：2.75 V至5.5 V EN2 D EN1 可选固定输出IN电压：0.8 V、1.2 V、1.5 V、1.8 V、2.5 V、3.3 V或 22µF VIN4 VD VIN1 22µF VIN5 VIN2 可调输出电压(最低0.6 V) PGOOD2 VIN6 VIN3 PGOOD1 PGOOD2 PGOOD1 ±可1选.5开%精关频度率基：准3电00压 k源Hz 、600 kHz、1.2 MHz或在200 kHz至2 MHz VOUT2 = 1.8V, 2A 2.2µH SW3 ADP2114 SSWW12 4.7µH VOUT1 = 3.3V, 2A SW4 同步 22µF 47µF PGND3 PGND1 47µF PGND2 驱动电路压摆率经过优化，可降低电磁干扰 PGND4 FB1 外部同步输入或内部时钟输出 FVB2S2ET V1SET 47kΩ SYNC 15kΩ 两相、180°相移PWM通道 SYNC/CLKOUT 快轻速负瞬载态时响以应跳电脉流冲模模式式 或强制PWM模式工作 1.222nkFΩ 10nF CSSO2MP2FREQOPCFGSCFGCGNDOMSSP11 10nF 22kΩ 1.2nF 输入欠压闭锁(UVLO) 8.2kΩ 独过立流使和能热输过入载和保电护源 良好(PGOOD)输出 fSW = 600kHz 08143-001 外部可编程软启动 图1. 32引脚5 mm × 5 mm LFCSP封装 ADP2114输入电压范围为2.75 V至5.5 V；通过外部电阻， 受ADIsimPower™设计工具支持 可以独立设置各通道的固定输出电压(0.8 V、1.2 V、1.5 V、 1.8 V、2.5 V或3.3 V)。使用电阻分压器，则输出电压也可设 应用 置为低至0.6 V。该器件的工作温度范围为−40°C至+125°C结 终端负载调节器 温范围。 电信和网络系统 消费类电子设备 工业和仪器仪表 100 医疗 VIN = 3.3V; VOUT = 1.8V VIN = 5.0V; VOUT = 3.3V 95 概述 ADP2114是一款多功能同步降压开关稳压器，可满足各种 %) 90 客户终端负载的要求。两个PWM通道既可配置为分别提 Y ( C 供2 A和2 A(或3 A/1 A)电流的两路独立输出，也可配置为提 CIEN 85 供4 A电流的单路交错式输出。为降低输入纹波电流和输入 FFI E 80 电容，两个PWM通道的相位偏移180°。ADP2114可提供高 VIN = 5.0V; VOUT = 1.8V 效率，开关频率最高可达2 MHz。在轻负载时，ADP2114可以 75 设置为以跳脉冲模式工作，以获得更高效率，或者以强制 PAWDPM2模11式4的工栅作极，压以摆便率降经低过电优磁化干设扰计(E，M可I)。降 低电磁辐射， 700.01 0.1LOAD CURRENT (A)1 3 08143-002 图2. 典型效率与负载电流的关系 因而可以为敏感的高性能信号链电路提供电源。开关频率 可以设置为300 kHz、600 kHz、1.2 MHz，或者与外部时钟 同步，以便将系统噪声降至最低。双向同步引脚也可以配 置为90°错相输出时钟，从而实现可堆叠多相功率解决方案。 Rev. B Document Feedback Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. rights of third parties that may result from its use. Specifications subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Tel: 781.329.4700 ©2009–2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. Technical Support www.analog.com ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供 的最新英文版数据手册。

ADP2114 目录 特性...................................................................................................1 热过载保护..............................................................................23 应用...................................................................................................1 最大占空比工作......................................................................23 概述...................................................................................................1 同步...........................................................................................23 应用电路..........................................................................................1 转换器配置....................................................................................24 修订历史..........................................................................................2 选择输出电压..........................................................................24 技术规格..........................................................................................3 设置振荡器频率......................................................................25 绝对最大额定值.............................................................................5 同步和CLKOUT...................................................................25 ESD警告......................................................................................5 工作模式配置..........................................................................26 引脚配置和功能描述....................................................................6 外部元件选择...............................................................................27 典型性能参数.................................................................................8 输入电容选择..........................................................................27 电源电流...................................................................................13 VDD RC滤波器.......................................................................27 负载瞬态响应..........................................................................14 电感选择...................................................................................27 波特图.......................................................................................19 输出电容选择..........................................................................28 简化功能框图...............................................................................20 控制环路补偿..........................................................................28 工作原理........................................................................................21 设计示例........................................................................................30 ADIsimPower设计工具..........................................................21 通道1配置与组件选择...........................................................30 控制架构...................................................................................21 通道2配置与组件选择...........................................................31 欠压闭锁(UVLO)....................................................................21 系统配置...................................................................................32 使能/禁用控制........................................................................21 应用电路........................................................................................33 软启动.......................................................................................21 功耗与散热考虑...........................................................................35 电源良好...................................................................................22 电路板布局建议...........................................................................36 脉冲跳过模式..........................................................................22 外形尺寸........................................................................................37 打嗝模式电流限制.................................................................23 订购指南...................................................................................37 修订历史 2012年11月—修订版A至修订版B 更改订购指南部分......................................................................37 2012年8月—修订版0至修订版A 更改特性部分.................................................................................1 增加“ADIsimPower设计工具”部分...........................................21 更新“外形尺寸”............................................................................37 2009年7月-版本0：初始版 Rev. B | Page 2 of 40

ADP2114 技术规格 如未特别指定，则VDD = VINx = EN1 = EN2 = 5.0 V。除非另有说明，最大规格值和最小规格值相对于−40°C至+125°C。 典型值为T = 25°C下。所有极端温度限值都采用标准统计质量控制通过相关性予以保证。 J 表1. 参数 符号 条件 最小 值 典型 值 最大值 单位 电源 VDD偏置电压 VDD 2.75 5.5 V 欠压闭锁阈值 UVLO V 上升 2.65 2.75 V DD V 下降 2.35 2.47 DD 欠压闭锁迟滞 0.18 V 静态电流 IDD EN1 = VDD = 5 V, EN2 = GND, V = VDD, 1.7 2.5 mA Ch1 FB1 OPCFG = GND IDD EN2 = VDD = 5V, EN1 = GND, V = VDD, 1.7 2.5 mA Ch2 FB2 OPCFG = GND IDD EN1 = EN2 = VDD = 5 V, V = V = VDD, 3.0 4.0 mA Ch1 + Ch2 FB2 FB1 OPCFG = GND 关断电流 IDD EN1 = EN2 = GND, VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 1.0 10 µA SD T = −40°C至+115°C J 误差积分器(OTA) FB1、FB2输入偏置电流 I 可调输出，V = 0.6 V，V1SET、V2SET = VDD 1 65 nA FB FBx 或通过82 kΩ电阻接GND 固定输出，V = 1.2 V，V1SET、V2SET通过 11 15 µA FBx 4.7 kΩ电阻接GND 跨导 g 550 µA/V M 比较器电压范围 比较器零电流阈值 V 通过设计保证 1.12 V COMP, ZCT 比较器箝位高电压 V VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 2.36 2.45 V COMP, HI 比较器箝位低电压 V VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 0.65 0.70 V COMP, LO 输出特性 输出电压精度 V 可调输出，T= 25°C，V1SET、V2SET = VDD 0.597 0.600 0.603 V FB J 或通过82 kΩ电阻接GND 可调输出，T= −40°C至+125°C，V1SET、 0.594 0.600 0.606 V J V2SET = VDD或通过82 kΩ电阻接GND V 固定输出，T= 25°C，V1SET、V2SET = GND −1.0 +1.0 % FB ERROR J 或通过4.7 kΩ、8.2 kΩ、15 kΩ、27 kΩ、 47 kΩ电阻接GND 固定输出，T= −40°C至+125°C，V1SET、 −1.5 +1.5 % J V2SET = GND或通过4.7 kΩ、8.2 kΩ、15 kΩ、 27 kΩ、47 kΩ接GND 线性调整率 VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 0.05 %/V 负载调整率 VDD = VINx = 2.75 V至5.5V 0.03 %/A 振荡器 所有振荡器参数的电压环境为VDD = 2.75 V 至5.5 V 开关频率 f FREQ与GND连接 255 300 345 kHz SW FREQ通过8.2 kΩ电阻接 GND 510 600 690 kHz FREQ通过27 kΩ电阻接 GND 1020 1200 1380 kHz 同步频率范围 f f = 2 × f SYNC SYNC SW FREQ与GND连接 400 1000 kHz FREQ通过8.2 kΩ电阻接 GND 800 2000 kHz FREQ通过27 kΩ电阻接 GND 1600 4000 kHz 同步输入脉冲宽度 100 ns Rev. B | Page 3 of 40

ADP2114 参数 符号 条件 最小值 典型值 最大值 单位 SYNC引脚与GND之间的电容 C 5 pF SYNC SYNC输入逻辑低电平 V 0.8 V IL_SYNC SYNC输入逻辑高电平 V 2.0 V IH_SYNC 通道间的相移 180 度 CLKOUT频率 f f = 2 × f CLKOUT CLKOUT SW FREQ与GND连接 510 600 690 kHz FREQ通过8.2 kΩ电阻接GND 1020 1200 1380 kHz FREQ通过27 kΩ电阻接GND 2040 2400 2760 kHz CLKOUT正向脉冲时间 t 100 ns CLKOUT CLKOUT上升或下降时间 C = 20 pF 10 ns CLKOUT 限流 所有限流参数的电压环境为VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 峰值输出电流限值(通道1) I OPCFG与GND连接，或者通过4.7 kΩ电阻 2.4 3.3 4.0 A LIMIT1 接GND OPCFG通过8.2 kΩ或15 kΩ电阻接GND 3.5 4.5 5.3 A 峰值输出电流限值(通道2) I OPCFG与GND连接，或者通过4.7 kΩ电阻 2.4 3.3 4.0 A LIMIT2 接GND OPCFG通过8.2 kΩ或15 kΩ电阻接GND 1.2 1.9 2.6 A 电流检测放大器增益 G 4 A/V CS 打嗝时间 f = 300 kHz 10 13.6 17 ms SW 进入打嗝模式前的累计 限流 周期数 8 周期 开关节点特性 高端，P沟道R 1 VDD = VINx = 3.3 V 68 mΩ DS ON VDD = VINx = 5.0 V 52 mΩ 低端，N沟道R 1 VDD = VINx = 3.3 V 32 mΩ DS ON VDD = VINx = 5.0 V 27 mΩ 开关最小导通时间 SW VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 107 ns ON MIN 开关最小关断时间 SW VDD = VINx = 5.5 V 192 ns OFF MIN VDD = VINx = 2.75 V 255 ns 开关最大漏电流 VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V，ENx = GND， 0.1 15 µA T= −40°C至+115°C J ENABLE输入 EN1、EN2逻辑低电平 EN VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 0.8 V LOW EN1、EN2逻辑高电平 EN VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 2 V HI EN1、EN2输入漏电流 I VDD = VINx = ENx = 2.75 V至5.5 V, 0.1 1 µA EN_LEAK T = −40°C至+115°C J 热关断 热关断阈值 T 150 °C TMSD 热关断迟滞 25 °C 软启动 SS1、SS2引脚电流 I , I VDD = VINxx = 2.75 V至5.5 V，V = 0 V 4.8 6.0 7.8 µA SS1 SS2 SS 软启动阈值电压 V VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 0.65 V SS_THRESH 软启动下拉电流 VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V，EN = GND 0.5 mA 电源良好 所有电源良好参数的电压环境为VDD = VINx = 2.75 V至5.5 V 过压PGOODx上升阈值2 116 % 过压PGOODx下降阈值2 100 108 114 % 欠压PGOODx上升阈值2 85 92 97 % 欠压PGOODx下降阈值2 84 % PGOODx延迟 50 µs PGOODx漏电流 V = VDD 0.1 1 µA PGOODx PGOODx低饱和电压 I = 1 mA 50 110 mV PGOODx 1 引脚对引脚测量。 2 阈值以标称输出电压的百分比表示。 Rev. B | Page 4 of 40

ADP2114 绝对最大额定值 表2. 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性 参数 额定值 损坏。这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其 VDD至GND −0.3 V至+6 V 它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器 VIN1, VIN2, VIN3, VIN4, VIN5, VIN6至 −0.3 V至+6 V 件能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影 PGND1, PGND2, PGND3, PGND4 响器件的可靠性。 EN1, EN2, SCFG, FREQ, FB1, FB2, SYNC/ −0.3 V至(VDD + 0.3 V) CLKOUT, PGOOD1, PGOOD2, V1SET, 绝对最大额定值仅适合单独应用，但不适合组合使用。 V2SET, COMP1, COMP2, SS1, SS2 至GND FB1, FB2至 GND −0.3V至+3.6V SW1, SW2, SW3, SW4至P GND1、PGND2、 −0.3 V至(VDD + 0.3 V) ESD警告 PGND3, PGND4 ESD(静电放电)敏感器件。 PGND1, PGND2, PGND3, PGND4至GND ±0.3 V 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。 VIN1, VIN2, VIN3, VIN4, VIN5, VIN6至VDD ±0.3 V 尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高 θJA，JEDEC 1S2P PCB、自然对流 34°C/W 能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当 工作结温范围 −40°C至+125°C 的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。 存储温度范围 −65°C至+150°C 最高引脚焊接温度(10秒) 260°C Rev. B | Page 5 of 40

ADP2114 引脚配置和功能描述 1 D 1BFTES1V1SSOOGP1NE1NVI2NIV3NIV 2313039282726252 GND 1 24 SW1 COMP1 2 23 SW2 FREQ 3 ADP2114 22 PGND1 SCFG 4 21 PGND2 SYNC/CLKOUT 5 TOP VIEW 20 PGND3 OPCFG 6 (Not to Scale) 19 PGND4 COMP2 7 18 SW3 VDD 8 17 SW4 THERMAL PAD 901112131415161 2BTE2S2D2N4N5N6N FS2VSOOGEIVIVIV P N1.OSCTIOGENSNNAELC/ATN TAHLEO EGX GPROOSEUDN DT HPELRAMNEA.L PAD TO THE 08143-003 图3. 引脚配置 表3. 引脚功能描述 引脚编号 引脚名称 描述 1 GND 内部模拟、数字电路的接地引脚。在连接到电源地前，将GND连接到数字/模拟接地层。 2 COMP1 通道1的误差放大器输出引脚。在COMP1与GND之间连接一个串联RC网络，以便补偿通道1。为实现多相操作， 须将COMP1和COMP2连接在一起。 3 FREQ 频率选择输入。在该引脚与GND之间连接一个电阻，以便设置适当的开关频率(见表5)。 4 SCFG 同步配置输入。SCFG可将SYNC/CLKOUT引脚配置为输入或输出引脚。将该引脚连接到VDD，以便将 SYNC/CLKOUT配置为输出端。将该引脚连接到GND，以便将SYNC/CLKOUT配置为输入端。 5 SYNC/ 可配置双向引脚(利用SCFG引脚进行配置，参见引脚4的详细说明)。SYNC/CLKOUT配置为输出引脚时，其上 CLKOUT 可提供相移90°、相当于两倍开关频率的缓冲时钟。该引脚配置为输入引脚时，可接收与转换器同步的外部 时钟。为实现稳定工作，须选择引脚3描述中提到的频率选择电阻，使频率接近期望开关频率。 6 OPCFG 工作配置输入。通过一个电阻将该引脚与GND相连，以便根据表7来设置系统工作模式。该引脚可用于选择 每个电源通道的限流峰值，以及使能或禁用跳脉冲模式。 7 COMP2 通道2的误差放大器输出引脚。在COMP2与GND之间连接一个串联RC网络，以便补偿通道2。对于多相配置， 应将COMP1和COMP2连接在一起。 8 VDD 电源输入引脚。ADP2114内部电路的电源。在VDD与VINx之间尽可能靠近ADP2114处放置一个10 Ω电阻。 VDD至GND接1 µF或更大的旁路电容。 9 FB2 通道2的反馈电压输入引脚。若要获得固定输出电压，将FB2与V 相连。要得到可调输出电压，可将该引 OUT2 脚与位于V 和GND之间的电阻分压器相连。可调电压选项的基准电压为0.6 V。采用多相配置时，应将FB2 OUT2 连接到FB1后再连接到V 。 OUT 10 V2SET 通道2的输出电压设置引脚。要选择VOUT2的固定输出电压选项(0.8 V、1.2 V、1.5 V、1.8 V、2.5 V或3.3 V)，须 通过一个电阻将该引脚与GND相连；要选择可调输出电压，须将该引脚与VDD相连。输出电压选择参见表4。 11 SS2 通道2的软启动输入引脚。在SS2与GND之间放置一个电容，以设置软启动周期。若电容为10 nF，则软启动 周期为1 ms。为实现多相配置，须将SS2与SS1相连。 12 PGOOD2 通道2的开漏电源良好输出引脚。将一个100 kΩ上拉电阻连接到VDD或任何其它电压不超过5.5 V的引脚，则 当通道2超出调节范围时，PGOOD2引脚处于低电平状态。 13 EN2 通道2的使能输入引脚。将EN2驱动至高电平状态，可打开通道2的转换器；将EN2驱动至低电平状态，可关 闭通道2的转换器。将EN2与VDD相连，以便通过VDD启动。采用多相配置时，须将EN2与EN1相连。 Rev. B | Page 6 of 40

ADP2114 引脚编号 引脚名称 描述 14 VIN4 电源输入引脚。通道2的高端内部功率MOSFET电源。 15 VIN5 电源输入引脚。通道2的高端内部功率MOSFET电源。 16 VIN6 电源输入引脚。通道2的高端内部功率MOSFET电源。 17 SW4 开关节点输出引脚。通道2的P沟道功率开关和N沟道同步整流器的漏极。将SW3与SW4相连，然后，在SW 与输出电压端之间连接一个输出LC滤波器。 18 SW3 开关节点输出引脚。通道2的P沟道功率开关和N沟道同步整流器的漏极。将SW3与SW4相连，然后，在SW 与输出电压端之间连接一个输出LC滤波器。 19 PGND4 电源地。通道2的低端内部功率MOSFET电源。 20 PGND3 电源地。通道2的低端内部功率MOSFET电源。 21 PGND2 电源地。通道1的低端内部功率MOSFET电源。 22 PGND1 电源地。通道1的低端内部功率MOSFET电源。 23 SW2 开关节点输出引脚。通道1的P沟道功率开关和N沟道同步整流器的漏极。将SW1与SW2相连，并在SW与输 出电压端之间连接一个输出LC滤波器。 24 SW1 开关节点输出引脚。通道1的P沟道功率开关和N沟道同步整流器的漏极。将SW1与SW2相连，并在SW与输 出电压端之间连接一个输出LC滤波器。 25 VIN3 电源输入引脚。通道1的高端内部功率MOSFET电源。 26 VIN2 电源输入引脚。通道1的高端内部功率MOSFET电源。 27 VIN1 电源输入引脚。通道1的高端内部功率MOSFET电源。 28 EN1 通道1的使能输入引脚。将EN1驱动至高电平状态，可打开通道1的转换器；将EN1驱动至低电平状态，可关 闭通道1的转换器。将EN1与VDD相连，以便通过VDD启动。采用多相配置时，须将EN1与EN2相连。 29 PGOOD1 通道1的开漏电源良好输出引脚。将一个100 kΩ上拉电阻连接到VDD或任何其它电压不超过5.5 V的引脚，则 当通道1超出调节范围时，PGOOD1引脚处于低电平状态。 30 SS1 通道1的软启动输入引脚。在SS1与GND之间放置一个电容，以设置软启动周期。若电容为10 nF，则软启动 周期为1 ms。为实现多相配置，须将SS1与SS2相连。 31 V1SET 通道1的输出电压设置引脚。要选择V 的固定输出电压选项(0.8 V、1.2 V、1.5 V、1.8 V、2.5 V或3.3 V)，须 OUT1 通过一个电阻将该引脚与GND相连；要选择可调输出电压，须将该引脚与VDD相连。输出电压选择参见表4。 32 FB1 通道1的反馈电压输入引脚。若要获得固定输出电压，将FB1与VOUT1相连。要得到可调输出电压，可将该 引脚与位于V 和GND之间的电阻分压器相连。采用多相配置时，应将FB1连接到FB2后再连接到V 。 OUT1 OUT EPAD (EP) 裸露散热焊盘。连接到信号/模拟接地层。 Rev. B | Page 7 of 40

ADP2114 典型性能参数 100 100 95 95 90 90 %) 85 %) 85 Y ( Y ( C C EN 80 EN 80 CI CI FI FI VIN = 5V, EF 75 EF 75 VOUT = 2.5V FORCED PWM VIN = 5V, 7605 VVVOOOUUUTTT === 331...383VVV; PULSE SKIP 7605 VVVVOIOINNUU ==TT 33==.. 3321VV..52,,VV PFOULRSCEE DS KPIWPM VOUT = 1.8V; PULSE SKIP VOUT = 1.2V PULSE SKIP 60 60 10 10L0OAD CURRENT (mA1)k 10k 08143-004 10 10L0OAD CURRENT (mA1)k 10k 08143-006 图4. 通道1效率与负载的关系(V = 5 V、f = 300 kHz； 图6. 效率与负载的关系(f = 1.2 MHz； IN SW SW V = 3.3 V，Cooper Bussmann电感DR1050-8R2-R、8.2 µH、15 mΩ； TOKO FDV0620-1R0M电感、1.0 µH、14 mΩ) OUT V = 1.8 V，TOKO FDV0620-4R7M电感、4.7 µH、53 mΩ) OUT 100 90 95 85 90 VIN = 3.3V %) 85 %) 80 Y ( Y ( VIN = 5V C C EN 80 EN 75 CI CI FI FI F 75 F E E 70 70 VOUT = 3.3V VOUT = 3.3V; PULSE SKIP 65 65 VOUT = 1.8V VOUT = 1.8V; PULSE SKIP 60 60 10 10L0OAD CURRENT (mA1)k 10k 08143-005 100 LOAD CUR1RkENT (mA) 10k 08143-007 图5. 通道2效率与负载的关系(V = 5 V、f = 600 kHz； 图7. 效率，双相组合输出(V = 0.8 V、f = 1.2 MHz； IN SW OUT SW V = 3.3 V，TOKO FDV0620-4R7M电感、4.7 µH、53 mΩ； TOKO FDV0620-1R0M电感、1.0 µH、14 mΩ) OUT V = 1.8 V，TOKO FDV0620-2R2M电感、2.2 µH、30 mΩ) OUT Rev. B | Page 8 of 40

ADP2114 0.50 0.50 %) %) D ( 0.25 D ( 0.25 E E Z Z LI LI A A M M R R NO 0 NO 0 R, R, O O R R R R E E UT–0.25 UT–0.25 O O V V –0.50 –0.50 0 500 10L0O0AD CU1R50R0ENT (m2A0)00 2500 3000 08143-008 0 500 LOAD CU1R00R0ENT (mA) 1500 2000 08143-011 图8. 负载调整率(通道1)：V = 5 V、f = 600 kHz、T = 25°C 图11. 负载调整率(通道2)：V = 5 V、f = 300 kHz、T = 25°C IN SW A IN SW A 0.5 0.5 0.4 0.4 %) 0.3 %) 0.3 D ( D ( E 0.2 E 0.2 Z Z LI LI A 0.1 A 0.1 M M R R NO 0 NO 0 R, R, O –0.1 O –0.1 R R R R E –0.2 E –0.2 UT UT VO –0.3 VO –0.3 –0.4 –0.4 –0.5 –0.5 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-009 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-012 图9. 电压调整率(通道1)：负载电流为3 A、f = 600 kHz 图12. 电压调整率(通道2)：负载电流为1 A、f = 600 kHz SW SW 1.00 1.00 0.75 0.75 0.50 0.50 %) 0.25 %) 0.25 OR ( VIN = 5.5V, NO LOAD OR ( VIN = 5.5V, NO LOAD RR 0 RR 0 E E V OUT–0.25 VIN = 2.75V; 3A LOAD V OUT–0.25 VIN = 2.75V; 2A LOAD –0.50 –0.50 –0.75 –0.75 –1.00 –1.00 –50 –25 0 TEMP25ERATUR5E0 (°C) 75 100 125 08143-010 –50 –25 0 TEMP25ERATUR5E0 (°C) 75 100 125 08143-013 图10. 输出电压与温度的关系(通道1)：V = 0.6 V、f = 600 kHz 图13. 输出电压与温度的关系(通道2)：V = 1.5 V、f = 600 kHz OUT SW OUT SW Rev. B | Page 9 of 40

ADP2114 250 330 fSW= 300kHz 225 fSW= 600kHz fSW= 1.2MHz 320 200 s) E (n 175 310 M M ON-TI 150 (kHz)SW 300 U f M 125 NI 290 MI 100 280 75 50 270 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-014 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-017 图14. 最小导通时间(开环，包括死区) 图17. 开关频率与输入电压的关系(f = 300 kHz) SW 350 660 fSW= 300kHz 330 fSW= 600kHz 310 fSW= 1.2MHz 640 ns) 290 E ( 620 M 270 OFF-TI 250 (kHz)W 600 M S U 230 f M MINI 210 580 190 560 170 150 540 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-015 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-018 图15. 最小关断时间(开环，包括死区) 图18. 开关频率与输入电压的关系(f = 600 kHz) SW 120 80 70 100 60 )(cid:0) 80 )(cid:0) m m 50 (N (N O O DS 60 DS 40 R R S S PMO 40 NMO 30 +125°C 20 +125°C +115°C +115°C 20 +85°C 10 +85°C +25°C +25°C –40°C –40°C 0 0 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.508143-016 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.508143-019 图16. 高端PMOS电阻与输入电压的关系，包括金线 图19. 低端NMOS电阻与输入电压的关系，包括金线 Rev. B | Page 10 of 40

ADP2114 330 2.0 1.9 320 V) 1.8 LD ( 1.7 O Hz) 310 VIN = 2.75V THRESH 11..56 EENNAABBLLEE;; VVIINN == 52..57V5V f (kSW 300 VIN = 5.5V ABLE 11..34 DDIISSAABBLLEE;; VVIINN == 52..57V5V S 290 E/DI 1.2 L B 1.1 A N 280 E 1.0 0.9 270 0.8 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-020 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-023 图20. 开关频率与温度的关系(f = 300 kHz) 图23. 使能/禁用阈值与温度的关系 SW 660 2.8 640 2.7 VDD RISING V) (kHz)W 662000 VVININ == 25..755VV RESHOLD ( 2.6 fS O TH 2.5 580 VL U VDD FALLING 2.4 560 540 2.3 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-021 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-024 图21. 开关频率与温度的关系(f = 600 kHz) 图24. 欠压闭锁(UVLO)阈值与温度的关系 SW 1300 1300 1280 1280 1260 1260 1240 1240 VIN = 2.75 V 1220 1220 Hz) Hz) (kSW1200 (kSW1200 VIN = 5.5 V f 1180 f 1180 1160 1160 1140 1140 1120 1120 1100 1100 2.5 3.0 3.5 VI4N. 0(V) 4.5 5.0 5.5 08143-022 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-025 图22. 开关频率与输入电压的关系(f = 1.2 MHz) 图25. 开关频率与温度的关系(f = 1.2 MHz) SW SW Rev. B | Page 11 of 40

ADP2114 120 6.0 OVERVOLTAGE; VOUT RISING 5.5 115 5.0 3A OPTION %) 110 OVERVOLTAGE; VOUT FALLING 4.5 D ( A) 4.0 HOL 105 MIT ( 3.5 2A OPTION RES 100 T LI 3.0 H N OOD T 95 UNDERVOLTAGE; VOUT RISING CURRE 22..05 1A OPTION G P 90 1.5 UNDERVOLTAGE, VOUT FALLING 1.0 85 0.5 80 0 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-026 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-029 图26. PGOOD阈值与温度的关系 图29. 峰值电流限值与温度的关系(V = 5 V) IN 10 700 9 650 8 A) 600 T (µ 7 VIN = 5.5V N CURREN 65 (µA/V)m 555000 VIN = 2.75V OW 4 g 450 UTD 3 VIN = 5.5V SH 400 2 VIN = 2.75V 350 1 0 300 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-027 –50 –25 0 TEMP25ERATUR5E0 (°C) 75 100 125 08143-030 图27. 关断电流与温度的关系 图30. g与温度的关系 m 5 4 A) m T ( 3 VIN = 5.5V N E R R CU 2 VIN = 2.75V D D V 1 0 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-028 图28. VDD输入电流与温度的关系(非开关状态) Rev. B | Page 12 of 40

ADP2114 电源电流 5.0 5.0 4.5 4.5 FORCED PWM 4.0 4.0 A) A) m 3.5 m 3.5 T ( T ( N N RE 3.0 RE 3.0 R R U U C C DD 2.5 FORCED PWM DD 2.5 V V PULSE SKIP 2.0 2.0 PULSE SKIP 1.5 1.5 1.0 1.0 2.5 3.0 3.5VDD VO4L.T0AGE (V)4.5 5.0 5.5 08143-031 2.5 3.0 3.5VDD VO4L.T0AGE (V)4.5 5.0 5.5 08143-033 图31. V 电源电流，无负载，通道1：V = 1.5 V， 图33. V 电源电流，无负载，通道1： DD OUT DD 通道2关断，f = 1.2 MHz V = 1.5 V，通道2：V = 0.8 V， = 1.2 MHz SW OUT OUT fSW 5.0 5.0 VDD = 5.5V, FORCED PWM 4.5 4.5 4.0 4.0 VDD = 2.75V, FORCED PWM A) A) m 3.5 m 3.5 T ( T ( N N RE 3.0 RE 3.0 UR FORCED PWM UR VDD = 5.5V PULSE SKIP C C D 2.5 D 2.5 VD VD VDD = 2.75V, PULSE SKIP 2.0 2.0 PULSE SKIP 1.5 1.5 1.0 1.0 2.5 3.0 3.5VDD VO4L.T0AGE (V)4.5 5.0 5.5 08143-032 –50 –25 0 TEM2P5ERATUR50E (°C) 75 100 125 08143-034 图32. V 电源电流，无负载，通道2： 图34. V 电源电流与温度的关系，通道1： V = 0.D8D V，通道1关断，f = 1.2 MHz V = 1.5 VDD，通道2：V = 0.8 V，f = 1.2 MHz OUT SW OUT OUT SW Rev. B | Page 13 of 40

ADP2114 负载瞬态响应 VOUT 2 VOUT 2 IOUT IOUT 4 SW 4 SW 1 3 CH1 5.0V CCHH24 520.0mAV M20200n0sµ/sp t 50MS/s A CH2 –33mV 08143-035 CH3 5.0V CCHH24 510.0mAV M202n0s0/µpst 50MS/s A CH2 –34mV 08143-038 图35. 通道1：V = 5 V，V = 3.3V，f = 600 kHz； 图38. 通道2：V = 5 V，V = 1.8 V，f = 600 kHz； IN OUT SW IN OUT SW 强制PWM(电路详情见表12) 跳脉冲(电路详情见表12) VOUT 2 VOUT 2 IOUT 4 IOUT SW 4 SW 3 1 CH3 5.0V CCHH24 520.0mAV M20200n0sµ/sp t 50MS/s A CH2 –23mV 08143-036 CH1 5.0V CCHH24 120.0mAV M802n0s0/µpst 12.5MS/s A CH4 960mA 08143-039 图36. 通道2：V = 5 V，V = 1.8 V，f = 600 kHz； 图39. 通道1：V = 3.3 V，V = 1.2 V，f = 1.2 MHz； IN OUT SW IN OUT SW 强制PWM(电路详情见表12) 强制PWM(电路详情见表12) 2 2 VOUT VOUT IOUT IOUT SW 4 4 SW 1 1 CH1 5.0V CCHH24 120.0mAV M802n0s0/µpst 12.5MS/s A CH4 960mA 08143-037 CH1 5.0V CCHH24 120.0mAV M802n0s0/µpst 12.5MS/s A CH4 960mA 08143-040 图37. 通道1：V = 5 V，V = 1.2 V，f = 1.2 MHz； 图40. 通道1：V = 3.3 V，V = 1.2 V，f = 1.2 MHz； IN OUT SW IN OUT SW 强制PWM(电路详情见表12) 跳脉冲(电路详情见表12) Rev. B | Page 14 of 40

ADP2114 2 VOUT VOUT 2 VIN VIN SW SW 1 1 3 CCHH31 15..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 4.86V 08143-041 3 CCHH31 15..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 3.50V 08143-044 图41. 3.3 V至5 V线路瞬态响应，V = 1.5 V，负载 = 1 A， 图44. 5 V至3.3 V线路瞬态响应，V = 1.5 V，负载 = 1 A， OUT OUT f = 1.2 MHz，跳脉冲使能 f = 1.2 MHz，强制PWM SW SW 2 VOUT VOUT 2 VIN VIN SW SW 1 1 3 CCHH31 15..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 3.58V 08143-042 3 CCHH31 12..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 4.82V 08143-045 图42. 5 V至3.3 V线路瞬态响应，V = 1.5 V，负载 = 1 A， 图45. 3.3 V至5 V线路瞬态响应，V = 0.6 V，负载 = 1 A， OUT OUT f = 1.2 MHz，跳脉冲使能 f = 600 kHz，跳脉冲使能 SW SW VOUT VOUT 2 2 VIN VIN SW SW 1 1 3 CCHH31 15..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 4.84V 08143-043 3 CCHH31 12..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 3.62V 08143-046 图43. 3.3 V至5 V线路瞬态响应，V = 1.5 V，负载 = 1 A， 图46. 5 V至3.3 V线路瞬态响应，V = 0.6 V，负载 = 1 A， OUT OUT f = 1.2 MHz，强制PWM f = 600 kHz，跳脉冲使能 SW SW Rev. B | Page 15 of 40

ADP2114 VOUT, AC 2 VOUT 2 SW VIN 3 SW INDUCTOR CURRENT 1 4 3 CCHH31 12..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 4.84V 08143-047 CH3 2.0V CCHH22 2500m0mVA M1µs A CH3 2.52V 08143-050 图47. 3.3 V至5 V线路瞬态响应，V = 0.6 V，负载 = 1 A， 图50. 强制PWM模式、连续导通模式工作、200 mA负载、f = 600 kHz OUT SW f = 600 kHz，强制PWM SW VOUT VOUT, AC 2 2 SW VIN SW 3 INDUCTOR CURRENT 1 4 3 CCHH31 12..00VV CH2 10mV M400µs A CH3 3.50V 08143-048 CH3 2.0V CCHH22 2500m0mVA M1µs A CH3 4.32V 08143-051 图48. 5 V至3.3 V线路瞬态响应，V = 0.6 V，负载 = 1 A， 图51. 跳脉冲使能、DCM工作、200 mA负载、f = 600 kHz OUT SW f = 600 kHz，强制PWM SW VOUT, AC 2 EN2 1 SW VOUT2 2 3 SS2 4 INDUCTOR CURRENT 4 SW 3 CH3 2.0V CCHH24 1500m0mVA M4µs A CH3 4.32V 08143-049 CCHH31 55..00VV CCHH24 12..00VV M1.0ms A CH1 2.4V 08143-052 图49. 跳脉冲模式(110 mA负载) 图52. 软启动，通道2 V = 1.8 V，C2= 10 nF OUT SS Rev. B | Page 16 of 40

ADP2114 INDUCTOR CURRENT EN2 1 VOUT2 2 4 SS2 4 VOUT 2 SW 3 SW 3 CCHH31 55..00VV CCHH24 15.000VmV M200µs A CH1 2.4V 08143-053 CH3 5.0V CCHH24 12..00VA M2.0ms A CH4 1.72V 08143-056 图53. 预充电输出状态下启动 图56. 打嗝模式、f = 600 kHz、打嗝周期6.8 ms SW INDUCTOR CURRENT INDUCTOR CURRENT 4 4 VOUT2 VOUT 2 2 SW SW 3 3 CH3 5.0V CCHH24 12..00VA M1.0ms A CH2 1.12V 08143-054 CH3 5.0V CCHH24 12..00VA M2.0ms A CH2 1.12V 08143-057 图54. 切入限流(通道2 V = 1.8 V，2 A配置，f = 600 kHz) 图57. 退出打嗝模式(通道2 V = 1.8 V，f = 600 kHz) OUT SW OUT SW EXTERNAL SYNC INDUCTOR CURRENT 1 4 CHANNEL 1 SW VOUT2 2 4 CHANNEL 2 SW SW 3 3 CH3 5.0V CCHH24 12..00VA M10.0µs A CH2 1.12V 08143-055 CCHH31 55..00VV CH4 5.0V M1.0µs A CH1 3.0V 08143-058 图55. 切入限流(放大，通道2 V = 1.8 V，2 A配置，f = 600 kHz) 图58. 外部同步、f = 1.5 MHz、f = 750 kHz OUT SW SYNC SW Rev. B | Page 17 of 40

ADP2114 CHANNEL 1 SW EN2 1 4 VOUT2 2 CHANNEL 2 SW 3 PGOOD2 INTERNAL CLKOUT 4 1 SW 3 CCHH31 55..00VV CH4 5.0V M1.0µs A CH3 3.0V 08143-059 CCHH31 55..00VV CCHH24 12..00VV M200µs A CH1 3.5V 08143-061 图59. 内部时钟输出、f = 600 kHz、f = 1.2 MHz 图61. 电源良好信号 SW CLKOUT CHANNEL 1 SW CHANNEL 3 SW INDUCTOR CURRENT, PHASE 2 1 INDUCTOR CURRENT, PHASE 1 4 2 2 3 PHASE 2 SW CHANNEL 2 SW 4 3 CHANNEL 4 SW 1 PHASE 1 SW CCHH31 22..00VV CCHH24 22..00VV M1.0µs A CH1 2.0V 08143-060 CCHH31 55..00VV CCHH24 11..00AA M1.0µs A CH1 1.9V 08143-062 图60. 4通道工作，两个ADP2114(一个器件同步另一个)、 图62. 组合双相输出工作、V = 1.2 V、f = 1.1 MHz、4 A负载 OUT SW 90°相移开关节点 Rev. B | Page 18 of 40

ADP2114 波特图 50 150 40 120 30 90 20 PHASE 60 B) s) E (d 10 30 gree D e U 0 0 D GNIT –10 MAGNITUDE –30 ASE ( A H M P –20 –60 –30 –90 –40 –120 –50 –150 1k 10k M1 100k M2 FREQUENCY (Hz) M1 M2 M2 – M1 FMPRHAEAGQSNEUITEUNDCEY 5054.00..840692kd9H°Bz 2––11009.4..361432k2°HdBz 1––515590...465871k31Hd°Bz 08143-063 图63. V = 5 V，V = 3.3 V，负载 = 2 A，f = 600 kHz，交越频率(f ) = 55 kHz，相位裕量50°(电路详情见表12) IN OUT SW CO 50 120 40 96 30 72 PHASE 20 48 B) s) E (d 10 24 gree UD 0 MAGNITUDE 0 De GNIT –10 –24 ASE ( A H M P –20 –48 –30 –72 –40 –96 –50 –120 1k 10k M1 100k M2 1M FREQUENCY (Hz) M1 M2 M2 – M1 FMPRHAEAGQSNEUITEUNDCEY 9–5603...703170k55Hd°Bz 3––31057.3..238779k1°HdBz 2––315873...526699k64Hd°Bz 08143-064 图64. V = 5 V，V = 1.2 V，负载 = 2 A，f = 1.2 MHz，交越频率(f ) = 97 kHz，相位裕量53°(电路详情见表12) IN OUT SW CO Rev. B | Page 19 of 40

ADP2114 简化功能框图 VDD GND SCFG UVLO UVLO FREQ OSC_CH1 PGOOD1 OSC PHASE 0.7V SHIFT SYNC/CLKOUT OSC_CH2 VFB1 CLIM_CH1 OPCFG CCOUNRFRIEGNUTR LAITMIOITN/ CLIM_CH2 VIN1 0.5V PULSE SKIP ENABLE VIN2 VIN3 EN1 GATE COMP1 CONTROL V1SET VOUT UVLO LOMGOISCF AENTD PMOS SSWW12 SELECTOR OSC_CH1 DRIVERS FB1 WITH VFB1 PULSE SKIP ANTI-SHOOT NMOS – ENABLE THROUGH PROTECTION SS1 + OTSD ISS = + gm ERROR PGND1 6µA AMPLIFIER PGND2 VREF = 0.6V PWM COMPARATOR HICCUP TIMER POWER VDD STAGE SLOPE – COMPENSATION/ RAMP GENERATOR + CURRENT SENSE AMPLIFIER CLIM_CH1 CURRENT LIMIT COMPARATOR CHANNEL 1 PGOOD2 0.7V THERMAL SHUTDOWN OTSD VFB2 VIN4 0.5V VIN5 VIN6 EN2 GATE COMP2 CONTROL V2SET VOUT UVLO LOMGOISCF AENTD PMOS SSWW34 SELECTOR OSC_CH2 DRIVERS FB2 WITH VFB2 PULSE SKIP ANTI-SHOOT NMOS – ENABLE THROUGH PROTECTION SS2 + OTSD ISS = + gm ERROR PGND3 6µA AMPLIFIER PGND4 VREF = 0.6V PWM COMPARATOR HICCUP TIMER POWER VDD STAGE SLOPE – COMPENSATION/ RAMP GENERATOR + CURRENT SENSE AMPLIFIER CLIM_CH2 CURRENT LIMIT COMPARATOR CHANNEL 2 08143-065 图65. 简化功能框图 Rev. B | Page 20 of 40

ADP2114 工作原理 ADIsimPower设计工具 内部振荡器在固定的开关频率关断低端N沟道MOSFET， 并打开高端P沟道MOSFET。当开通高端P沟道MOSFET时，谷 ADIsimPower设计工具集支持ADP2114。ADIsimPower是一个 值电感电流信息加到拟合斜坡信号中，并通过PWM比较器 工具集合，可以根据特定设计目标产生完整的电源设计。 与误差电压进行比较。PWM比较器的输出信号可通过调整 利用这些工具，用户只需几分钟就能生成完整原理图、物 PWM脉冲后沿来调制占空比。可通过对斜率补偿进行内部 料清单并计算性能。ADIsimPower可以考虑IC和所有真实 编程，将其加到仿真斜坡信号中，并根据V 、V 和开关 外部元件的工作条件与限制，并针对成本、面积、效率和 IN OUT 频率自动选择。这可以防止电感电流在占空比大于50%的 器件数量优化设计。欲了解有关ADIsimPower设计工具的 环境下出现次谐波震荡。 更多信息，请访问www.analog.com/ADIsimPower。该工具 集可通过此网站获得，用户也可以通过该工具申请未填充 配有防直通电路的控制逻辑监控并调整低端、高端驱动器 的电路板。 输出，从而确保开关先开后合。该监视和控制功能可防止 内部高端P沟道功率MOSFET和低端N沟道功率MOSFET同 ADP2114是一款高效率、双路固定开关频率、同步降压型 时导通。 DC-DC转换器，采用Flex Mode架构，这是ADI公司专有的 峰值电流模式控制架构。该器件的输入电压范围为2.75 V 欠压闭锁(UVLO) 至5.5 V。每个输出通道均能提供低至0.6V的可调输出电压， V 提高时，UVLO阈值为2.65 V；V 降低时，UVLO阈值 DD DD 并提供高达2 A的负载电流。当输出通道连接在一起时，可 为2.47 V。由于负载条件不断变化，在VDD接近最小工作电 以180°异相工作，提供高达4 A的负载电流。集成的高端P沟 压2.75 V时，电压缓慢转换，180 mV迟滞特性可防止转换器 道功率MOSFET和低端N沟道功率MOSFET可在中、高负载 重复打开、关闭。 下提供高转换效率。跳脉冲模式用于在轻负载条件下提高 使能/禁用控制 效率。ADP2114具有高开关频率(最高可达2 MHz)并集成功 率开关，可提供高性能、小型封装电源管理解决方案。 引脚EN1和EN2分别用于独立使能或禁用通道1和通道2。 将ENx驱动至高电平状态，可以打开ADP2114的相应通 ADP2114还具有欠压闭锁(UVLO)、迟滞、软启动和电源良 道。将ENx驱动至低电平状态，可以关闭ADP2114的相应 好输出指示等特性，以及输出短路保护和热关断等保护 通道，将输入电流降至1 µA以下。施加输入电源时，要强制 特性。借助外部电阻和电容，可对输出电压、电流限值、 某通道自动启动，须将相应的ENx引脚与VDD相连。当 开关频率、跳脉冲工作模式和软启动时间进行外部编程。 ADP2114关闭时，各通道会对软启动电容进行放电；因此， 控制架构 每次转换器再使能后，将产生新的软启动周期。 ADP2114由两个降压型DC-DC转换器组成；通过对开关内 软启动 部高端P沟道功率MOSFET和低端N沟道功率MOSFET时的 ADP2114的软启动特性允许输出电压以受控方式缓慢提高， 占空比进行调制，能够提供调节输出电压(V 和V ， OUT1 OUT2 从而避免启动期间出现输出电压过冲现象。当电压超过欠 见图1)。当器件处于稳态时，反馈引脚(FB1或FB2)可感测 压闭锁阈值且使能引脚EN1或EN2拉高至2.0 V以上时，才 输出电压V ，输出电压的衰减程度与V1SET或V2SET引 OUT 开始软启动。须将SS1和SS2引脚上的外部电容接地。每个 脚所选的输出电压成比例关系。 调节通道均有各自的软启动电路。当转换器上电启动后， 误差放大器对反馈电压与基准电压(V = 0.6 V)之间的误差 内部6 µA电流源对外部软启动电容进行充电，从而在SS1或 REF 进行积分，以便在COMP1或COMP2引脚处产生误差电压。 SS2引脚处产生电压斜坡斜率，如图66所示。当软启动斜坡 当低端N沟道MOSFET开通时，电流检测放大器可检测到 电压大于内部基准电压(0.6 V)时，软启动结束。 谷值电感电流。 Rev. B | Page 21 of 40

ADP2114 电源良好电路可监控FB1或FB2引脚上的输出电压，并与表 ENx 1所列的上升、下降阈值进行比较。如果输出电压(V 或 OUT1 1 V )超过目标输出电压(V 1 或V 2 )的116%(典型 OUT2 OUT SET OUT SET 上升限值)，PGOOD1或PGOOD2引脚变为低电平状态。在 VOUT 2 输出电压恢复到目标值的108%(典型值)之前，PGOOD1或 PGOOD2引脚始终保持低电平状态。 SSx 4 如果输出电压低于目标输出值的84%，相应的PGOOD1或 PGOOD2引脚变为低电平。在输出电压升至目标值的92% SW 之前，PGOOD1或PGOOD2引脚始终保持低电平状态。然 3 后，PGOOD1或PGOOD2引脚被释放，表示输出电压回到 CCHH31 55..00VV CCHH24 12..00VV M1.0ms A CH1 2.4V 08143-066 电源良好窗口阈值内。 图66. 软启动 电源良好阈值如图68所示。当检测到超出温度范围时， 软启动电容的电容值与软启动时间(t )的关系取决于下列 PGOOD1、PGOOD2输出还将吸收电流。在PGOOD1或 SS 公式 PGOOD2与VDD之间连接上拉电阻后，可将这些输出信号 用作逻辑电源良好信号。如果不用电源良好功能，可将这 V I REF = SS (1) t C 些引脚悬空。 SS SS 其中： V 为内部基准电压(0.6 V)。 VOUT RISING VOUT FALLING REF I 为软启动电流(6 µA)。 SS 116% C如预SS充果为电在软，使启则能动控通电制道容逻1值或辑。通在 道SS21之或前SS对2引输脚出的电软压启VO动UT电1或压V升OU至T2进V行FB1 % OF V SETOUT 10902%% 1810408%0%% % OF V SETOUT 或V 引脚的预充电输出电压前，使功率MOSFET保持关闭 FB2 状态，可防止电感电流反向(见图67)。 UNDERVOLTAGE POWER OVERVOLTAGE POWER UNDERVOLTAGE GOOD GOOD ENx (PPGGOOOODD21) 08143-068 1 图68. PGOOD1和PGOOD2阈值 VOUT 跳脉冲模式 2 ADP2114内置跳脉冲电路；在轻负载时，该电路接通；仅 在必要时切换，将输出电压保持在规定范围内。这样可以 SSx 4 降低开关损耗，让转换器在轻负载条件下保持较高效率。 可通过配置OPCFG引脚来选择跳脉冲模式(见表7说明)。 SW 在跳脉冲模式下，当输出电压跌至规定值以下时， 3 ADP2114进入PWM模式，并停留数个振荡器周期，使输出 CCHH31 55..00VV CCHH24 15.000VmV M200µs A CH1 2.4V 08143-067 电功压率升开至关规均定断范开围，。由在输突出发电脉容冲提之供间所的有等负待载时电间流内。，由两于个输 图67. 预充电负载下启动 出电压会不定期地骤降和恢复，因此这种模式下的输出电 电源良好 压纹波大于PWM工作模式下的纹波。 ADP2114具有开漏电源良好输出引脚(PGOOD1和 PGOOD2)，用来指示转换器输出电压是否在正常调节范围 如果利用OPCFG引脚将转换器配置为强制PWM工作模式， 内。当禁用某一通道后，相应的电源良好信号立刻变为低 则即便在轻负载条件下，器件也以固定开关频率工作。 电平。 Rev. B | Page 22 of 40

ADP2114 打嗝模式电流限制 最大占空比工作 ADP2114采用打嗝模式限流方案。当峰值电感电流超过预 当输入电压降至接近输出电压时，ADP2114顺利切换到最 设电流限值，并持续8个时钟周期以上时，就会出现打嗝模 大占空比工作状态，此时，低端N沟道MOSFET处于打开 式限流情况。然后，通道进入休眠状态并停留6.8 ms(600 kHz 状态，将关断时间缩至最短。在最大占空比工作条件下， 开关频率时)，这一时间足以使输出放电并降低平均功耗。 由于输出电压是输入电压值和最大占空比限值的乘积，因 最后，通道在软启动期间唤醒(参见图69)。如果限流条件 此，输出电压骤降至调节范围以下。最大占空比限值是开 再次被触发，通道将进入休眠状态，并在6.8 ms后唤醒。通 关频率和输入电压的函数，如图72所示。 过配置OPCFG引脚，可以对这两个通道的电流限值进行编 同步 程(见表7)。对于2 A/2 A选项，输出电流限值设为每路输出 ADP2114可与外部时钟同步，以便让两个通道在开关频率 3.3 A。对于3 A/1 A选项，V 和V 引脚的电流输出限值 OUT1 OUT2 为输入同步时钟频率的一半频率工作。通过SCFG引脚，可 分别设为4.5 A和1.9 A。 将SYNC/CLKOUT配置为输入SYNC引脚或输出CLKOUT引 脚，如表6所示。通过输入SYNC引脚，可让ADP2114与外 部时钟同步，以便让两个通道以外部时钟频率的一半、 180°异相工作。通过输出CLKOUT引脚，ADP2114可提供 INDUCTOR 外部时钟，其频率是通道开关频率的两倍且存在90°异相。 CURRENT 4 因此，一个配置为CLKOUT的ADP2114可以作为主转换器， 为其它所有DC-DC转换器(包括其它ADP2114)提供外部时钟。 其它转换器配置为从机，接收外部时钟信号并与之同步。 VOUT 此时钟分配办法可同步系统内的所有DC-DC转换器，并防 2 止产生能导致EMI问题的拍频谐波。 SW ADP2114经过优化，可为高性能信号链电路供电。开关节 3 点的压摆率受驱动设备尺寸控制。开关节点的压摆率越快， CH3 5.0V CCHH24 12.A0V M2.0ms A CH4 1.72A 08143-069 转换损耗越低；但由于存在寄生电感，也会导致严重的 图69. 打嗝模式 EMI问题。因此，驱动器的压摆率已经过优化，使ADP2114 热过载保护 能与敏感信号链电路中的低压差调节器的性能匹配，同时提 ADP2114内部集成一个温度传感器，可监控结温。高电流 供出色的转换效率。 进入开关或发热的印刷电路版(PCB)均可导致ADP2114的结 温迅速升高。当结温达到约150°C时，ADP2114进入热关断， 转换器关闭。当结温降至125°C以下，ADP2114执行软启动， 恢复正常工作状态。 Rev. B | Page 23 of 40

ADP2114 转换器配置 反馈偏置电流会引起输出电压精度降低，要将降幅限制在 选择输出电压 0.05%(最大0.5%)以内，应确保分压器漏电流高于20 µA。要 在V1SET或V2SET引脚与GND之间连接一个适当的电阻(见 计算所需的电阻值，首先需利用下式确定底端分压器电阻 图70)，可在六个固定电压(见表4)中选择一个电压，以便设 置输出电压(V 或V )。V1SET和V2SET引脚分别设置 (R1)的值： OUT1 OUT2 通道1和通道2的输出电压。反馈引脚FB1 (FB2)应直接与V OUT1 R1 = VREF/ISTRING (2) (V )相连。 OUT2 其中： V 为内部基准电压(0.6 V)。 表4. 输出电压编程 REF I 为电阻分压器漏电流。 RV1SET (Ω) ± 5% VOUT1 (V) RV2SET (Ω) ± 5% VOUT2 (V) STRING 0至GND 0.8 0至GND 0.8 确定R1后，根据下式计算顶端电阻R2的值： 4.7 k至GND 1.2 4.7 k至GND 1.2 8.2 k至GND 1.5 8.2 k至GND 1.5 R2=R1VOUT−VREF (3) 15 k至GND 1.8 15 k至GND 1.8  VREF  27 k至GND 2.5 27 k至GND 2.5 VIN 47 k至GND 3.3 47 k至GND 3.3 RFREQ 82 k至GND 0.6至<1.6 82 k至GND 0.6至<1.6 0 至VDD 1(可.6至调3).3 0至VDD 1(可.6至调3).3 VDDREQ VV12SSEETT/ RRVV12SSEETT/ F (可调) (可调) VINx ADP2114 VOUT1/VOUT2 SWx 若所需输出电压值(V 或V )在可调整范围(0.6 V至 L OUT1 OUT2 FB1/FB2 <1.6 V)，则通过一个82 kΩ电阻将V1SET或V2SET与GND相 PGNDx 连。可调输出电压范围为1.6 V至3.3 V时，将V1SET或V2SET GND CCOOMMPP12/ 与电V阻D分D压相器连((见见表图47)1。)，通可过从输外出部电设压置与A反D馈P2引11脚4的之可间调的输一出个 08143-070 图70. 固定输出配置 电压。电阻分压器的分压比决定了输出电压，而这些电阻 VIN 的绝对值决定分压器的漏电流。为降低分压器的漏电流，在 RFREQ 计算电阻值时，应考虑使用小的10 nA(最大0.1 µA)反馈偏置 RV1SET/ 电流。当分压器漏电流较高时，反馈偏置电流可忽略不计； VDDREQ VV12SSEETT/ RV2SET 但这样在非常轻的负载环境下可能降低系统工作效率。 F VINx ADP2114 L VOUT1/VOUT2 SWx R2 FB1/FB2 PGNDx R1 COMP1/ GND COMP2 08143-071 图71. 可调输出配置 Rev. B | Page 24 of 40

ADP2114 设置振荡器频率 当SYNC/CLKOUT引脚配置为输入引脚时，可通过该引脚 ADP2114的两个通道可在以下三种预设开关频率下工作： 提供外部时钟，以便将多个ADP2114器件与同一个外部时 300 kHz、600 kHz或1.2 MHz。若要在300 kHz环境下工作， 钟同步。f 值范围为400 kHz至4 MHz，因此，f 值范围 SYNC SW 须将FREQ引脚与GND相连。若在600 kHz或1.2 MHz环境下 为200 kHz至2 MHz(见图73)。 工作，FREQ引脚与GND之间需连接一个电阻，如表5所示。 VIN 表5. 振荡器频率设置 27kΩ 27kΩ R (Ω) ± 5% f (kHz) FREQ SW 0至GND 300 SCFG FREQ VDD SCFG FREQ VDD 8.2 k至GND 600 SYNC SYNC 27 k至GND 1200 (fSW =fSYNC/2) (fSW =fSYNC/2) ADP2114 ADP2114 开图关72所频示率的的最选小择取和决最于大所可需控D占 C空-D比C。电这压是转因换为率，，为并实受现限于电 fESXYTNECRNAL CLO图CK7 3(2. .与4M外Hz部) 时钟同步(fSW =T 1O.2 O MTHHEzR) ADP2114 08143-073 流检测和鲁棒的工作，开启和关闭时间有一个最低要求。 与外部时钟同步时，须恰当地端接FREQ引脚(见表5)，以 开关频率的选择还取决于小型外部元件的需求。对于面积 便将开关频率(f )设置为接近期望外部时钟频率的二分 受限的小型电源解决方案，建议采用较高的开关频率。 SW 之一。 100 VIN 90 8.2kΩ 8.2kΩ 80 S (%) 70 SCFG FREQ VDD SCFG FREQ VDD T SYNC CLKOUT E LIMI 6500 MMAINXIMIMUUMM L LIMIMITIT; VIN = 2.75V (fASWD =Pf2SY1N1C4/2) (fASWD =P 22 ×11fS4W) CL MINIMUM LIMIT; VIN = 3.3V CY 40 MINIMUM LIMIT; VIN = 5.5V fSYNC = 2 ×fSW Y- T TO OTHER ADP2114 U 30 D 20 N1.OfSTWES = 600kHz SET FOR BOTH ADP2114. 08143-074 10 图74. ADP2114与另一个ADP2114同步 (主机的SCFG引脚与VDD连接) 0 200 400 SWITCH6I0N0G FREQUE80N0CY (kHz)1000 1200 08143-072 另外，ADP2114的SYNC/CLKOUT引脚还可配置用于输出 表72. 占空比工作限制 时钟信号，以便同步多个ADP2114(见图74)。相对于通道 的内部时钟，CLKOUT信号具有90°相移，以便让ADP2114 在占空比接近50％的单路输出、多相应用中，建议采用 主从通道异相(详细说明见图75)。 1.2 MHz开关频率，以便最大程度地降低相位之间的串扰。 同步和时钟输出(CLKOUT) CHANNEL 1 SW ADP2114既可配置为输出内部时钟，也可配置为与 SYNC/CLKOUT引脚的外部时钟同步。SYNC/CLKOUT引 4 脚是双向引脚，可通过SCFG引脚配置，如表6所示。 CHANNEL 2 SW 表6. SYNC/CLKOUT配置设定 SCFG SYNC/CLKOUT 3 GND 输入 VDD 输出 转换器开关频率(f )为同步频率(f 或f )的一半(见公 1 SW SYNC CLKOUT INTERNAL CLKOUT 式4)，它与SYNC/CLKOUT是配置为输入或输出无关。 f f = 2 × f (4) CCHH31 55..00VV CH4 5.0V M1.0µs A CH4 3.00V 08143-075 SYNC/CLKOUT SW 图75. CLKOUT波形 Rev. B | Page 25 of 40

ADP2114 工作模式配置 另外，如需利用电源良好特性，须将PGOOD1与PGOOD2 双通道ADP2114可以在4种模式下工作，具体的模式选择 相连，再通过一个上拉电阻连接至VDD。 可通过连接OPCFG引脚来决定(见表7)。通过工作模式配置， 当ADP2114与外部时钟同步时，转换器始终以固定频率 可设置每个通道的电流限值，并在轻负载条件下使能或禁 CCM工作，且在轻负载条件下不会进入跳脉冲模式。在此 用进入跳脉冲模式。 情况下，配置OPCFG引脚时，需选择强制PWM模式。 若为双相配置，则两个通道的输出端相连，产生单个直流 输出信号V 。对这个单路组合双相输出，只能使用 OUT OPCFG选项中的模式2。在该模式下，需要使用两个相位 的误差放大器。反馈引脚FB1和 FB2相连，补偿引脚 COMP1和COMP2相连，软启动引脚SS1和SS2相连，使能 引脚EN1 和EN2相连。 表7. 限流工作模式与配置 最大输出电流 峰值电流限制 模式 R (Ω) ± 5% I (A)/I (A) I (A)/I (A) 轻负载条件下的节能 OPCFG OUT1 OUT2 LIMIT1 LIMIT2 1 0至GND 2/2 3.3/3.3 跳脉冲使能 2 4.7 k 至G ND 2/2 3.3/3.3 强制PWM 3 8.2 k至GND 3/1 4.5/1.9 跳脉冲使能 4 15 k至GND 3/1 4.5/1.9 强制PWM Rev. B | Page 26 of 40

ADP2114 外部元件选择 输入电容选择 由于各V 设置的内部缓增都可测量，因此，内部斜率补 OUT 偿会对最佳电感值有额外限制，以实现稳定工作。V 、 降压型转换器的输入电流本质上是脉动电流。当高端开关 IN V 和f 组合的各种限值如表8所列 处于断开状态时，转换器的输入电流为0；当高端开关处于 OUT SW 接通状态时，转换器的输入电流接近于负载电流。由于该 表8. 电感的最小值与最大值 脉动电流产生于合理的高频(300 kHz至1.2 MHz)条件下， f (kHz) V (V) V (V) 最小L (µH) 最大L (µH) 因此，输入旁路电容能提供大多数高频电流(纹波电流)， SW IN OUT 300 5 3.3 6.8 10 从而允许输入电源只提供平均直流电流。输入电容需要一 300 5 2.5 5.6 15 个足够高的纹波电流额定值，以便处理输入纹波；另外， 300 3.3 2.5 5.6 6.8 ESR也必须足够低，以便减小输入电压纹波。对于 300 5 1.8 4.7 12 ADP2114，应在每个通道靠近VINx引脚放置一个22 µF、6.3 V 300 3.3 1.8 4.7 8.2 X5R陶瓷电容。推荐使用额定电压为6.3 V或10 V的X5R或X7R 300 5 1.5 2.2 12 电介质。Y5V和Z5U电介质的温度和直流偏置特性不佳，建 300 3.3 1.5 2.2 8.2 300 5 1.2 2.2 10 议不要使用。 300 3.3 1.2 2.2 8.2 VDD RC滤波器 300 5 0.8 1.5 6.8 300 3.3 0.8 1.5 6.8 建议通过一个低通RC滤波器，将输入电源(V )施加于VDD IN 600 5 3.3 3.3 4.7 引脚(见图76)。将一个10 Ω电阻串联至V ，并在VDD与GND IN 600 5 2.5 3.3 6.8 之间连接一个1 µF、6.3 V X5R(或X7R)陶瓷电容，可以形成 600 3.3 2.5 3.3 3.3 一个16 kHz (−3 dB)低通滤波器，从而有效降低开关调节器 600 5 1.8 2.2 6.8 在输入供电轨上造成的电压毛刺。这样就能为ADP2114内 600 3.3 1.8 2.2 3.3 部敏感的模拟、数字电路提供干净的电源，以确保系统稳 600 5 1.5 1.5 5.6 定工作。 600 3.3 1.5 1.5 4.7 600 5 1.2 1.5 4.7 600 3.3 1.2 1.5 3.3 10Ω VIN VDD 600 5 0.8 1.0 3.3 1µF ADP2114 600 3.3 0.8 1.0 3.3 GND 08143-076 11220000 55 21..58 11..00 33..33 图76. VDD引脚的低通滤波器 1200 3.3 1.8 1.0 2.2 电感选择 1200 5 1.5 0.8 2.2 ADP2114的开关频率高，因此，即使只用小型电感，输出 1200 3.3 1.5 0.8 2.2 1200 5 1.2 0.8 2.2 电压的纹波也非常小。电感的大小需权衡效率和瞬态响应 1200 3.3 1.2 0.8 2.2 决定。小型电感可引起较大的电感电流纹波，能提供出色 1200 5 0.8 0.47 1.5 的瞬态响应，但会降低系统效率。由于ADP2114的开关频 1200 3.3 0.8 0.47 1.5 率非常高，因此建议使用低磁芯损耗、低EMI的屏蔽铁氧 体磁芯电感。 为避免饱和，电感的额定电流必须大于最大峰值电感电流 (I )，其计算式如下： 峰峰值电感电流纹波(ΔI )通常设置为最大负载电流的1/3， L_PEAK L ∆I 以获得最佳瞬态响应和效率。 I =I + L (6) L_PEAK LOAD_MAX 2 V ×(V −V ) I ∆I = OUT IN OUT ≈ LOAD(MAX) 其中： L V ×f ×L 3 IN SW I 为最大直流负载电流。 LOAD_MAX ⇒LIDEAL =3f×V×OUVT××(VIIN −VOUT) (5) ΔIL为电感纹波电流(峰峰值)。 SW IN LOAD(MAX) 其中： V 为VINx端的输入电压。 IN V 为所需的输出电压。 f OUT f 为转换器开关频率。 SW Rev. B | Page 27 of 40

ADP2114 ADP2114既可应用2 A/2 A限流配置，也可应用3 A/1 A限流 注意，上述公式的计算结果为近似值，并基于以下假设： 配置；因此，两个通道在不同限流配置下的限流阈值有所 • 电感值由峰峰电流值决定，而峰峰电流为最大负载电流 不同。每个通道所选的电感必须支持芯片输出电流限值 的30%。 峰值，以便在系统产生短路时，芯片能够稳定工作。建议 • 内部MOSFET开关上的压降和电感直流电阻的压降可忽 使用下列电感： 略不计。 • 0.47 µH至4.7 µH：TOKO D53LC和FDV0620系列 • 公式9成立的前提是环路根据负载阶跃调整电感电流前 • 4.7 µH至12 µH：Cooper Bussman DR1050系列和Wurth 需要三个开关周期。 Elektronik WE-PDF系列 选择由公式8、公式9计算得出的最大输出电容。由于较高 输出电容选择 的直流电压会降低有效电容，因此，为转换器的输出滤波 器实际选用陶瓷电容时，需要选择标称容量比计算结果高 输出电容选择将影响输出电压纹波和转换器的环路动态 性能。ADP2114设计采用小型低ESR、低ESL陶瓷输出电 20%至30%的电容。另外，电容的额定电压必须高于转换器 容，因此，很容易满足苛刻的输出电压纹波要求。推荐使 的输出电压。 用额定电压为6.3 V或10 V的X5R或X7R电介质。Y5V和Z5U 建议采用下列输入、输出陶瓷电容： 电介质的温度和直流偏置特性不佳，建议不要使用。最小 • Murata GRM21BR61A106KE19L, 10 µF, 10 V, X5R, 0805 输出电容C 根据公式7和公式8计算。 OUT_MIN • TDK C2012X5R0J226M, 22 µF, 6.3 V, X5R, 0805 可接受的最大输出电压纹波为： • Panasonic ECJ-4YB0J476M, 47 µF, 6.3 V, X5R, 1210 • Murata GRM32ER60J107ME20L, 100 µF, 6.3 V, X5R, 1210 控制环路补偿 因此， ADP2114使用峰值电流模式控制架构，因此具有出色的负 载和线路瞬态响应性能。外部电压环路通过一个具有简单 外部RC网络的跨导放大器提供补偿。该RC网络位于 其中： COMP1或COMP2引脚与GND之间，如图77所示。 ΔV 为允许的峰峰值输出电压纹波(伏特)。 RIPPLE ΔI为电感纹波电流。 ADP2114 COMPx L ESR为电容的等效串联电阻(欧姆)。 VFBx RCOMP f 为转换器开关频率(赫兹)。 gm SW CCOMP CC2 若有阶跃负载，应根据阶跃值来选择输出电容值。对于阶 0.6V GND 跃负载所引起的最大可接受输出电压降/过冲， 08143-077 图77. 补偿元件 图78为基本控制环路框图。 其中： VIN INDUCTOR ΔI 为负载阶跃值(安培)。 CURRENT OUT_STEP SENSE fSW为开关频率(赫兹)。 MOPWDUUIDLLTSAHETOR IL VOUT ΔV 为负载阶跃的最大允许输出电压降/过冲(伏特)。 DROP VCOMP gm VREF = 0.6V CCOMP ADP2114 RCOMP 08143-078 图78. 基本控制环路框图 图78中虚线框内的模块和元件均嵌入ADP2114的每个通 道内。 Rev. B | Page 28 of 40

ADP2114 控制环路可以分为以下三部分： 在交越频率下，开环传递函数具有单位增益。这可导出公 式16，用于计算交越频率下的补偿网络阻抗。 • V 至V OUT COMP • V 至I 2×π×f ×C V COMP L Z (f )= CROSS OUT × OUT (16) • I至V COMP CROSS g ×G V L OUT m CS REF 与之对应的三个传递函数如下： 为确保在交越频率下有足够的相位裕度，须将补偿器零点 设为交越频率的1/8，见公式17。 V (s) V COMP = REF ×g ×Z (s) (10) VOUT(s) VOUT m COMP f = 1 ≈ fCROSS (17) ZERO 2×π×R ×C 8 I (s) COMP COMP L =G (11) V (s) CS 联立求解公式16和公式17，得出补偿电阻值和补偿电容值， COMP 如公式18和公式19所示。 V (s) OUT =Z (s) (12) 其中：I L(s) FILT RCOMP =0.9×(2Gπ)mFGCCROSSS×COVUTRVEFOUT  (18) g 为误差放大器跨导(550 µs)。 1 m C = (19) G 为电流检测增益(4 A/V)。 COMP 2×π×f ×R CS ZERO COMP V 为转换器输出电压。 OUT 图77中所示电容C 与反馈环路中的补偿电阻(R )形成一 V 为内部基准电压(0.6 V)。 C2 COMP REF 个极点，确保环路增益持续滚降，从而远远超过单位增益 Z (s)为RC补偿网络的阻抗，该RC补偿网络可在原点与 COMP 交越频率。C 值通常设为补偿电容(C )的1/40。 零点之间形成一个极点(见公式13)。 C2 COMP 1+s×R ×C ZCOMP(s)= COMP COMP (13) s×C COMP Z (s)为输出滤波器的阻抗，表示为： FILT R ZFILT(s)= LOAD (14) 1+s×R ×C LOAD OUT 其中，s为角频率(s = 2πf)。 总环路增益值H(s)由上述三个传递函数值相乘得出，计算 公式如下： V H(s) = g × G × REF × Z (s) × Z (s) (15) M CS V COMP FILT OUT 选择开关频率(f )、输出电压(V )、输出电感(L)和输出 SW OUT 电容(C )值时，单位交越频率需约等于开关频率的1/12。 OUT Rev. B | Page 29 of 40

ADP2114 设计示例 本设计示例使用“控制环路补偿”部分所述的外部元件选择 3. 利用公式5选择电感。 程序。 (V −V ) V L= IN OUT × OUT 表9. 双通道降压型DC-DC转换器要求 ΔI ×f V L SW IN 参数 技术规格 额外要求 在公式5中，V = 5 V、V = 3.3 V、ΔI = 0.3 × I = 0.6 A、 输入电压V 5.0 V ±10% 无 IN OUT L L IN f = 600 kHz，故L = 3.11 µH。 通道1 V 3.3 V、2 A、1% 最大负载阶跃： SW OUT1 V 纹波(p-p) 1 A至2 A， 因此，当公式3中的L = 3.3 µH(最接近的标准值)时， OUT 最大降幅为5% ΔI = 0.566 A。 通道2 V 1.8 V、2 A、1% 最大负载阶跃： L OUT2 VOUT纹波(p-p) 1 A至2 A， 尽管所需最大输出电流为2 A，但限流条件下的最大峰值电 最大降幅为5% 流为3.3 A(见表7)。因此，为保证电路可靠工作，电感应 跳脉冲特性 使能 无 具有3.3 A峰值电流和3 A平均电流对应的额定值。 通道1配置与元件选择 4. 利用公式8和公式9选择输出电容。 配置通道1须完成下列步骤： ΔI 1. 为获得目标输出电压(V = 3.3 V)，须通过一个47 kΩ电阻 C ≅ L OUT OUT_MIN 8×f ×(ΔV -ΔI ×ESR) 将V1SET引脚与GND连接(见表4)。由于选择了一个固定 SW RIPPLE L 输出电压，因此，必须将反馈引脚(FB1)直接与通道1的输  3  C ≅ΔI ×  出端(V )相连。 OUT_MIN OUT_STEP  f ×ΔV  OUT1 SW DROOP 2. 估计占空比(D)范围。理想情况下： 公式8基于输出纹波(ΔV )，公式9基于瞬态负载性能 RIPPLE D=VOUT (20) 要求；在本例中，最大偏差为5%。如前所述，执行上述 VIN 计算，然后根据计算出的较大电容来选择电容。 由此可得出3.3 V输出电压、标称输入电压(VIN = 5.0 V)下 本例中，需要将下列值代入公式8和公式9中的变量： 的占空比D = 0.66。 NOM ΔI = 0.566 A L 最大输入电压(V 最大值= 5.5 V，比标称值高10%)下的 f = 600 kHz IN SW 最小占空比D = 0.60。 ΔV = 33 mV(3.3 V的1%) MIN RIPPLE ESR = 3 mΩ(陶瓷电容的典型值) 最小输入电压(V 最小值= 4.5 V，比标称值低10%)下的最大 IN ΔI = 1 A 占空比D = 0.73。 OUT_STEP MAX ΔV = 0.165 V(3.3 V的5%) DROOP 然而，实际占空比将大于计算值，能够补偿转换器的功率 基于输出纹波的计算(见公式8)得出C = 4.0 µF，而基于 损耗。因此，对于最大负载，须将计算值加5%至7%。 OUT 瞬态负载的计算(见公式9)则得出C = 30 µF。为了同时 OUT 根据预估的占空比范围，按照最小、最大占空比限值来选 满足两种要求，应选择后者。如前面“控制环路补偿”部分 择开关频率，如图72所示。 所述，直流偏置会降低电容值；因此，需要选择较高的 对于通道1 V = 5 V和V = 3.3 V组合，最大占空比为0.8， 电容值。在此例中，下一个较高值为47 µF，其最小额定 IN OUT 选择f = 600 kHz。该频率选项能够提供最小尺寸的解 电压为6.3 V。 SW 决方案。如果需要更高的效率，可选择300 kHz选项。然 5. 利用公式15计算反馈环路的补偿元件值： 而，由于电感和输出电容更大，因此，转换器的PCB面积 V 也会较大。 H(s) = g × G × REF × Z (s) × Z (s) M CS V COMP FILT OUT Rev. B | Page 30 of 40

ADP2114 本例中，需要将下列值代入公式18中的变量： 根据通道1的要求，应将开关频率(f )设置为600 kHz， SW g = 550 µs 以便满足上述占空比范围的需要。因此，该开关频率可 m G = 4A/V 以接受。 CS V = 0.6 V REF 3. 利用公式5选择电感。 V = 3.3 V OUT COUT = 0.8 × 47 µF(考虑直流偏置，电容值降低20%)。 L=(VIN −VOUT)×VOUT 根据公式18， ΔIL×fSW VIN R = 27 kΩ. 在公式5中，V = 5 V、V = 1.8 V、ΔI = 0.3 × I = 0.6 A、 COMP IN OUT L L 将R 代入公式19中，可得：C = 1000 pF。 f = 600 kHz，故L = 2.9 µH。 COMP COMP SW 表10. 通道1电路设置 因此，当公式3中的L = 3.3 µH(最接近的标准值)时， 电路参数 设置 值 ΔI = 0.582 A。 L 输出电压(VOUT) 步骤1 3.3 V 尽管所需最大输出电流为2 A，但限流条件下的最大峰 基准电压(V ) 固定，典型值 0.6 V REF 值电流为3.3 A(见表7)。因此，为保证电路在所有条件下 误差放大器跨导(g ) 固定，典型值 550 µs m 都能可靠工作，电感应具有3.3 A峰值电流和3 A平均电流对 电流检测增益(G ) 固定，典型值 4 A/V 开关频率(f ) CS 步骤2 600 kHz 应的额定值。 SW 交越频率fC 1/12 fSW 50 kHz 4. 利用公式8和公式9选择输出电容。 零点频率(f ) 1/8 f 6.25 kHz ZERO CROSS 输出电感(L ) 步骤3 3.3 µH ΔI OUT C ≅ L 输出电容(C ) 步骤4 47 µF, 6.3 V OUT_MIN 8× f ×(ΔV -ΔI ×ESR) OUT SW RIPPLE L 补偿电阻(R ) 公式18 27 kΩ 补偿电容(CCCOOMMPP) 公式19 1000 pF COUT_MIN ≅ΔIOUT_STEP× f ×Δ3V  SW DROOP 通道2配置与元件选择 公式8基于输出纹波(ΔV )，公式9基于瞬态负载性能 配置通道2须完成下列步骤： 要求；在本例中，最大偏RIP差PLE为5%。如前所述，执行上述 1. 为获得目标输出电压(V = 1.8 V)，须通过一个15 kΩ电阻 计算，然后根据计算出的较大电容来选择电容。 OUT 将V2SET引脚与GND连接(见表4)。由于选择了一个固定 本例中，需要将下列值代入公式8和公式9中的变量： 输出电压，因此，必须将反馈引脚(FB2)直接与通道2的 ΔI = 0.582 A 输出端(V )相连。 L OUT2 f = 600 kHz 2. 估计占空比(D)范围(见公式20)。理想情况下： ΔSWV = 18 mV(1.8 V的1%) RIPPLE V ESR = 3 mΩ(陶瓷电容的典型值) D= OUT V ΔI = 1 A IN OUT_STEP 由此可得出1.8 V输出电压、标称输入电压(V = 5.0 V)下 ΔV = 0.09 V(1.8 V的5%) IN DROOP 的占空比D = 0.36。 基于输出纹波的计算(见公式8)得出C = 7.7 µF，而基 NOM OUT 最大输入电压(V 最大值= 5.5 V，比标称值高10%)下的 于瞬态负载的计算(见公式9)则得出C = 55 µF。为了同 IN OUT 最小占空比D = 0.33。 时满足两种要求，应选择后者。如前面“控制环路补偿”部 MIN 分所述，直流偏置会降低电容值；因此，需要选择较高 最小输入电压(V 最小值= 4.5 V，比标称值低10%)下的 IN 的电容值。本例中，选择一个47 µF/6.3 V电容与一个 最大占空比D = 0.4。 MAX 22 µF/6.3 V电容并联，以满足需要。 然而，实际占空比将大于计算值，能够补偿转换器的功 率损耗。因此，对于最大负载，须将计算值加5%至7%。 Rev. B | Page 31 of 40

ADP2114 5. 利用公式15计算反馈环路的补偿元件值： 系统配置 在该设计示例中，进一步配置ADP2114须完成下列步骤： V H(s) = g × G × REF × Z (s) × Z (s) m CS V COMP FILT 1. 通过一个8.2 kΩ电阻将FREQ引脚连接到GND，将开关 OUT 本例中，需要将下列值代入公式18中的变量： 频率(fSW)设置为600 kHz(见表5)。 2. 将SCFG与VDD连接，利用CLKOUT信号使ADP2114与 g = 550 µs m 电路板上其它的转换器同步。 G = 4 CS 3. 在2 A/2 A最大输出电流环境下，将OPCFG引脚连接至 V = 0.6 V REF GND，以便在轻负载条件下使能跳脉冲模式(见表7)。 V = 1.8 V OUT C = 0.8 × (47+22) µF(考虑直流偏置，电容值降低20%)。 图79为本部分所描述的设计示例中的ADP2114配置示意图。 OUT 根据公式18， 表12中列出了各种常见的输入输出电压组合中建议采用的 R = 22 kΩ. COMP 电感、输出电容和补偿元件值。 将R 代入公式19中，可得：C = 1100 pF。 COMP COMP 表11. 通道2电路设置 电路参数 设置 值 输出电压(V ) 标称值 1.8 V OUT 基准电压(V ) 典型值 0.6 V REF 误差放大器跨导(g ) 典型值 550 µs m 电流检测增益(G ) 典型值 4 A/V CS 开关频率(f ) 步骤2 600 kHz SW 交越频率f 1/12 f 50 kHz CROSS SW 零点频率(f ) 1/8 f 6.25 kHz ZERO CROSS 输出电感(L ) 步骤3 3.3 µF OUT 输出电容(C ) 步骤4 47 µF + 22 µF OUT 补偿电阻(R ) 公式18 22 kΩ COMP 补偿电容(C ) 公式19 1100 pF COMP 表12. L、C 和元件值选择表 OUT f (kHz) V (V) V (V) 最大负载(A ) L (µH) C (µF) R (kΩ) C (pF) SW IN OUT OUT COMP COMP 300 5 3.3 2.0 6.8 69 (47 + 22) 20 2400 300 5 2.5 2.0 6.8 100 22 2400 300 5 1.8 2.0 6.8 147 (100 + 47) 22 2400 300 5 1.2 2.0 4.7 200 (2 × 100 ) 20 2400 600 5 3.3 2.0 3.3 47 27 1000 600 5 2.5 2.0 3.3 57 (47 + 10) 24 1100 600 5 1.8 2.0 3.3 69 (47 + 22) 22 1100 600 5 1.2 2.0 2.2 100 20 1200 1200 5 2.5 2.0 1.8 32 (22 + 10) 27 470 1200 5 1.8 2.0 1.8 44 (2 × 22) 27 470 1200 5 1.2 2.0 1.2 57 (47 + 10) 24 510 1200 5 0.8 2.0 1.0 100 27 470 Rev. B | Page 32 of 40

ADP2114 应用电路 VIN = 5V 10Ω 1µF 100kΩ 100kΩ EN2 D EN1 D 22µF VIN4 V VIN1 22µF VIN5 VIN2 PGOOD2 VIN6 VIN3 PGOOD1 PGOOD2 PGOOD1 VOUT2 = 1.8V, 2A 3.3µH SW3 ADP2114 SW1 3.3µHVOUT1 = 3.3V, 2A SW2 SW4 22µF 47µF PGND1 47µF PGND3 PGND2 PGND4 FB1 FB2 47kΩ V2SET V1SET 15kΩ SYNC SYNC/CLKOUT COMP2QFGGCOMP1 22kΩ 10nF SS2 FREOPCSCFGNDSS1 10nF 27kΩ 1000pF 1100pF 8.2kΩ fSW = 600kHz 08143-079 图79. 提供2 A/2 A输出的应用电路 VIN = 5V 10Ω 10µF 1µF 0kΩ 10µF 0 1 PGOOD2DGPGOOD1 4.7kΩ V2SET VDSCF V1SET 4.7kΩ PGOOD VIN4 VIN1 VIN5 VIN2 VIN3 1.2µH VIN6 ADP2114 SW1 1.2µH VOUT = 1.2V, 4A SW3 SW2 SW4 47µF 22µF 47µF FB1 FB2 PGND1 PGND3 PGND2 PGND4 COMP1 COMP2 12kΩ SYNC/CLKOUT Q FG 1000pF S1S2N1N2 RE PCND SSEE F OG 22nF VIN 27kΩ 4.7kΩ 1f.S2WM H=z 08143-080 图80. 提供单路4 A输出的应用电路 Rev. B | Page 33 of 40

ADP2114 VIN = 5V 10Ω 1µF 100kΩ 100kΩ EN2 D G EN1 D F 22µF VIN4 V SC VIN1 22µF VIN5 VIN2 PGOOD2 VIN6 VIN3 PGOOD1 PGOOD2 PGOOD1 VOUT2 = 3.3V, 1A 6.8µH SW3 ADP2114 SW1 6.8µH VOUT1 = 1.8V, 3A SW2 SW4 PGND1 47µF 100µF 22µF 47µF PGND3 PGND2 PGND4 FB1 FB2 15kΩ V2SET V1SET 47kΩ CLKOUT SYNC/CLKOUT G COMP1 20kΩ 10nF CSSO2MP2FREQ OPCF GNDSS1 10nF 22kΩ Ω 2.4nF 2.4nF 2k fSW8. = 300kHz 08143-081 图81. 提供3 A/1 A输出的应用电路 VIN = 3.3V 10Ω 1µF 100kΩ 100kΩ EN2 D EN1 D 22µF VIN4 V VIN1 22µF VIN5 VIN2 PGOOD2 VIN6 VIN3 PGOOD1 PGOOD2 PGOOD1 VOUT2 = 1.4V, 2A SW3 ADP2114 SW1 VOUT1 = 1.0V, 2A SW2 1µH Ω 1µH SW4 47µF 16.2kkΩ PPGGNNDD43 PPGGNNFDDB112 8.06kΩ 100µF 12.1 82kΩ FVB2S2ET V1SET 82kΩ 12.1kΩ SYNC/CLKOUT COMP1 SYNC22kΩ 10nF CSSO2MPREQ2 CFG PCFG SNDS1 10nF 33kΩ F S O G 390pF 560pF Ω Ω fSW = 1.2MHz27k 4.7k 08143-082 图82. 可调输出应用电路 Rev. B | Page 34 of 40

ADP2114 功耗与散热考虑 ADP2114双开关调节器的功耗是影响两个DC-DC转换器效 转换损耗是由于无法即刻打开或关闭P沟道功率MOSFET 率的主要因素。效率的计算公式如下： 造成的。转换损耗计算公式如下： P = V × I × (t + t ) × f (26) TRAN IN OUT RISE FALL SW 其中，t 和t 为开关节点SW的上升时间和下降时间。 RISE FALL 在ADP2114中，开关节点的上升时间和下降时间约为5 ns。 其中： P 为输入功率。 调节器产生的功耗可导致芯片的结温(T)高于环境温度(T )。 IN J A P 为输出功率。 OUT T = T + T (27) 功率损耗计算如下：P = P − P J A R LOSS IN OUT 其中，温度升幅(T )与封装中的功耗(P )成正比。 降压型DC-DC转换器的功率损耗约为： R D 比例系数取决于芯片的结温与环境温度之间的热阻。 P = P + P (22) LOSS D L T = θ × P (28) 其中： R JA D P 为ADP2114的功耗。 其中，θJA为结至环境热阻(在JEDEC 1S2P板中，该值为 D P为电感功耗。 34 °C/W，见表2)。 L 若磁芯损耗忽略不计，则电感损耗可通过下式估算： 设计特殊环境温度范围应用时，利用公式24、公式25和公 式26，计算两个通道的传导损耗、开关损耗和转换损耗造 成的预期ADP2114功耗(P )，并借助公式27和公式28估算 其中： 温度升幅。只有根据公式D27估算出的ADP2114芯片结温低 IOUT为直流负载电流。 于125°C时，才能保证两个转换器可靠工作。因此，较高 DCRL为电感串联电阻。 的环境温度会降低系统的功耗。图83显示在不同的气流条 ADP2114的功耗(P )包括功率开关传导损耗、开关损耗和 件下，环境温度升高，功耗下降。曲线以下的部分代表 D 各个通道的转换损耗。 ADP2114双调节器的安全工作范围。 功率开关传导损耗是输出电流(I )流经具有内部电阻 OUT 2.2 (RDSON)的PMOSFET和NMOSFET功率开关造成的。传导 2.0 性功率损耗的计算公式如下： N (W) 1.8 AIR VEALIORC VITEYL O= C5I0T0Y L =F M200 LFM PCOND = [RDSON-P × D + RDSON-N × (1 − D)] × IOUT2 (24) TIO 1.6 A 其中，占空比D = V /V 。 SIP 1.4 OUT IN S DI 1.2 开关损耗与驱动器产生的牵引电流有关，驱动器以开关频 R WE 1.0 AIR VELOCITY = 0 LFM 率打开和关闭电源器件。开关功率损耗的计算公式如下： PO 0.8 M MU 0.6 PSW = (CGATE-P + CGATE-N) × VIN2 × fSW (25) AXI 0.4 M 其中： 0.2 C 为PMOSFET栅极电容。 0 CGGAATTEE--PN为NMOSFET栅极电容。 70 AMB85IENT TEMPERATUR1E0 0(°C) 115 08143-083 图83. 功耗降低(JEDEC 1S2P板) Rev. B | Page 35 of 40

ADP2114 电路板布局建议 要使ADP2114的各个通道获得最佳性能，良好的电路板布 大程度地发挥其散热性能。利用JEDEC标准JESD51-7中 局至关重要。不良的电路布局会降低输出纹波的质量和调 介绍的方法，可实现热传导。 节作用，还会影响EMI和电磁兼容性能。以下是关于最佳 • 将反馈电阻分压网络尽可能靠近FBx引脚配置，以免受 布局的指导性建议： 噪声影响。应尽量缩短反馈电阻分压器顶部与输出端之 间的走线，同时确保走线远离高电流走线和开关节点 • 使用独立的模拟和电源接地层。将敏感模拟电路(如输 SWx，以免受噪声影响。为降低噪声影响，应在FBx走 出分压元件)的接地基准端连接至模拟地。另外，将电 线的两侧各放置一个模拟接地层，并确保其尽可能小， 源元件(如输入电容和输出电容)的接地基准端连接至电 以便降低寄生电容。 源地。将两个接地层与ADP2114的裸露焊盘相连。 • 将每个通道的输入电容尽可能靠近VINx引脚，将另一 端与最近的电源接地层相连。 • 为实现低噪声和较高的瞬态性能，建议在VINx和VDD VIN 1µF 10Ω 之间配置一个滤波器。将一个1 μF、10 Ω低通输入滤波 GND 器置于VDD引脚与VINx引脚之间，尽量靠近GND引脚。 GND VDD VINx • 确保高电流环路走线尽可能短而宽。使从C 通过L、 CIN L VOUT IN SWx COUT和电源接地层再回到CIN的高电流路径尽可能短。为达 ADP2114 COUT LOAD 到上述的目的，应确保输入电容和输出电容共用同一电源 PGNDx 接地层。此外，还应使从PGNDx引脚通过L和C 再回 OUT 到电源接地层的高电流路径尽可能短。为此，应确保 FBx ADP2114的PGNDx引脚连接到PGND层并尽可能靠近输 入和输出电容(见图84)。 08143-084 • 将ADP2114的裸露焊盘与一个较大的铜层相连，以便最 图84. PCB电路中的高电流走线 Rev. B | Page 36 of 40

ADP2114 外形尺寸 5.00 BSC SQ 0.60 MAX 0.60 MAX PIN 1 25 32 INDICATOR 24 1 0.50 PIN 1 4.75 BSC 3.25 INDICATOR BSC SQ EXPOSED 3.10 SQ PAD 2.95 17 8 0.50 16 9 0.25 MIN TOP VIEW 0.40 BOTTOM VIEW 1.00 12° MAX 0.80 MAX 0.30 3.50REF 0.65 TYP 0.85 0.80 0.05 MAX FOR PROPER CONNECTION OF 0.02 NOM THE EXPOSED PAD, REFER TO SEATING 0.30 COPL0A.0N8ARITY TFHUEN CPTINIO CNO DNEFSIGCURRIPATTIOIONNS AND PLANE 0.25 0.20 REF SECTION OF THIS DATA SHEET. 0.1C8OMPLIANTTO JEDEC STANDARDS MO-220-VHHD-2 05-23-2012-A 图85. 32引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_VQ] 5 mm × 5 mm，超薄体 (CP-32-2) 图示尺寸单位：mm 订购指南 型号1 温度范围2 封装描述 封装选项 订购数量 ADP2114ACPZ-R7 −40°C至+85°C 32引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_VQ] CP-32-2 1,500 ADP2114ACPZ-R2 −40°C至+85°C 32引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_VQ] CP-32-2 250 ADP2114-2PH-EVALZ 单路输出，双相交错，1.2 V、4 A， 1.2 MHz开关频率，强制PWM ADP2114-EVALZ 双路输出，3.3 V、2 A和1.8 V、2 A， 600 kHz开关频率，跳脉冲使能 1 Z = 符合RoHS标准的器件。 2 工作结温范围：−40°C至+125°C。 Rev. B | Page 37 of 40

ADP2114 注释 Rev. B | Page 38 of 40

ADP2114 注释 Rev. B | Page 39 of 40

ADP2114 注释 ©2009–2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. D08143sc-0-11/12(B) Rev. B | Page 40 of 40